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双极发射极跟随器：具有双通道反馈的RISO

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由于在本应用示例中，我们采用的是单电源，因此，我们将运用一些新技巧来获取如图41所示的空载Aol曲线。首先，我们需要确保在开展DC工作点分析之后的OPA734输出信号处于工作的线性区域。通常来说，由于运算放大器的饱和输出信号并非处在工作的线性区域，因此，其未能提供恰当的AC性能。对于大多数运算放大器宏模型来说也是如此。在DC状态时，LT为短路而CT为开路。OPA734的非反相输入限制为Vs/2(2.5V)。因此，输出将为Vs/2(2.5V)。如图所示的RL接线方式，在运算放大器的输出端不存在DC负载。RL以及LT为低通滤波器函数提供了一条AC通道。这样，在反馈电路中，就可使DC处于短路状态而AC处于开路状态。务必提请注意的是，在进行AC分析前，SPICE必须开展DC闭环分析，以找到电路的工作点。另外，RL以及CT为高通滤波器函数提供了一条AC通道，这样，使得我们能将DC开路电路和AC短路电路一起并入输入端。而且，LT和CT按大数值等级选用，以确保其在各种相关的AC频率时，电路短路和开路情况下的正常运行。

图41：Aol测试示意图：CMOS RRO。

从Tina SPICE仿真测量得出的OPA734 Aol曲线如图42所示。测得的单位增益带宽为1.77MHz。

图42：Aol测试结果：CMOS RRO。

图43：由Zo、CCO、RCO、CL改变Aol效应的TINA电路。

现在，我们必须测量如图43所示的Zo(小信号AC开环输出阻抗)。该Tina SPICE测试电路将测试空载OPA734的Zo。请注意，由于我们测试的是单电源电路，因此将输出信号调整至Vs/2(2.5V)，以确保运算放大器输出电流的正弦波位于工作的线性区域。RL以及LT为低通滤波器函数提供了一条AC通道。这样，在反馈电路中，就可使DC处于短路状态而AC处于开路状态。由于RL限定在Vout(2.5V)和Vs/2(2.5V)之间，所以DC工作点在输出端显示为2.5V或Vs/2伏，这也就是说，OPA734没有电流流入或流出。此时，通过运用1Apk AC电流发生器(我们能够扫视10mHz至1MHz的AC频率范围)，Zo的测量工作能够轻松完成。最后，得出测量结果Zo=Vout(如果将测量结果的单位从dB转换为线性或对数，Vout也就是以欧姆为单位的Zo)。

图44：Zo、开环输出阻抗：CMOS RRO。

从图44中，我们可以看出，OPA734 Zo是CMOS RRO运算放大器输出级所独有的特征。而且，这种输出级的Ro在高频时，处于支配地位。同时，Co所呈现出的电容效应在频率低于92Hz时，处于支配地位。

根据前面图表的仿真测试结果，我们在图45中构建了OPA734的Zo模型。RO直接测得为129欧姆，fz直接测得为92Hz。根据测得的fz和RO数值，我们可以轻松地计算出CO的数值(为13.4uF)。最终完成了如图所示的Zo模型。

图45：Zo模型：CMOS RRO。

图46：Zo外部模型：CMOS RRO。

为了使1/β分析的情况包含在Zo与Riso、CL、CF以及RF之间相互作用的影响结果内，我们需将Zo从运算放大器的宏模型中分离出来，以便于弄清楚电路中所需的节点。这种构思如图46所示。另外，U1将提供产品说明书的Aol曲线，并从Riso、CL、CF以及RF的各种影响中得到缓冲。

通过如图47所示的Zo外部模型，我们能够测量Zo与Riso、CL、RF以及CF之间的相互作用对1/β的影响。RO和CO是我们在前一张图表中测出的参数。GM2将U1(OPA734运算放大器宏模型)从Zo外部模型中隔离开来。将GM2设置为1/RO以保持适当的Aol增益，目的是与最初的OPA734运算放大器宏模型和产品说明书中的Aol相匹配。在SPICE进行AC分析前，其必须开展DC分析。因此，我们需确保扩展后的运算放大器模型，将具备正确的DC工作点而无需使U1达到饱和状态。为此，我们在CO至VO之间添加了一条低频通道。GMO将由RO两端的电压控制(该电压与VOA相匹配)。将GMO设置为1/RL以维持DC状态时的综合增益水平，目的是与最初的OPA734 Aol相匹配。另外，一只低通滤波器由RLP和CLP形成，并设置为0.1*fLOW(fLOW是相关的最低频率)。将RLP设置为1000*RO，以避免RO上出现负载或相互作用(影响)，最终导致Zo传输函数发生错误。

图47：Zo外部模型详图：CMOS RRO。

首先，我们分析如图48所示的FB#1。请注意，由于我们只分析FB#1，所以CF可视为处于开路状态。接下来，我们将分析FB#2。然后，通过采用叠加的方法，将两条反馈通道合并在一起，求取最终的1/β。分析结果如图48所示，有关的公式推导和具体细节，请参阅图49。我们发现，当fzx=107.49Hz时，FB#1 1/β曲线上出现零点。低频1/β值为4.5或13dB，并由介于CO和CL之间的电容分压器确定。如果改变电路以获得增益，那么低频1/β值将大于β。