三运放仪表放大器
图5是三运放仪表放大器的结构,是分离和集成仪表放大器最常选的结构。整个增益的传输函数很复杂,当R1=R2=R3=R4时,传输函数可以简化为
（6）
R5和R6设置为相同值（通常在10～50kΩ）。简单地调节RG的值,电路的整个增益可由单位值调至任意高的值。
3.2.1 三运放仪表放大器的共模增益
如所期望的,仪表放大器的共模增益的理论值为0。为计算共模增益,设定输入端只有一个Vcm共模电压（也即Vin+=Vin-=Vcm）。RG上没有电压降,A1,A2的输出电压也等于Vcm,设A1和A2理想匹配,因此第一个近似值即第一级共模增益等于单位值并独立于编程增益。
假定运放A3是理想的,第二级共模增益由式（7）得到
代入式（1）,共模抑制比就变为式（8）
式中的分母比二运放仪表放大器时复杂得多,而正如式（4）所示,分母可用电阻的失配百分率来表示,即
在式（8）中,如果4个电阻都相等（或R1=R3,R2=R4）,其分母就会变为0,而这几个电阻的任何失配都会使共模电压的一部分出现在输出端。与二运放仪表放大器相似：任何电阻间温度漂移的失配都会降低CMRR。
3.2.2 三运放仪表放大器的交流CMRR
如果A1,A2很好的匹配（即相同的闭环带宽）,CMRR就不会像二运放那样迅速下降。对比一下图2和图4,三运放仪表放大器的CMRR在100Hz之前相对平坦,而二运放仪表放大器的CMRR在大约10Hz时就开始降低。
|
3.2.3 三运放仪表放大器的共模范围 三运放仪表放大器的第一级共模增益为单位值,共模电压原封不动的出现在图5中A1,A2的输出端,而差模输入电压（Vdiff）降落在增益电阻上,结果电流流过R5,R6,这意味着当输入差模电压增加时,A1的电压将高于Vcm,A2的电压将低于Vcm。因此,当增益和（或）输入信号增加时,A1,A2的电压范围也会增加,最终被电源电压的范围所限制。可以知道,共模电压可以达到的范围、差模输入电压、增益这三者之间是互相关联的。例如,增加增益会减小共模范围和输入电压范围,同样,增加共模电压会限制差模输入范围并限制增益可能达到的最大值。如果输入级运放的输出摆动已知,那么就能很好地表示输入范围,共模范围和增益之间的关系,以服务于特殊的三运放仪表放大器。 工业应用中运用低电源电压时,可用的摆动范围也越来越少。至于二运放仪表放大器,可以用满幅度运放来解决这个问题,三运放仪表放大器中,因为过度的输入电压、共模电压或增益会削减输入级（A1,A2）的输出电压,所以满幅度输出级（A3）在这里根本起不了什么作用。 3.2.4 低共模应用中优化的单电源三运放仪表放大器 图6是AD623（低耗单电源满幅度仪表放大器）的简图,沿用传统的三运放仪表放大器结构,在用作输入级运放之前,正反相输入电压通过一个PNP管,电压上偏了0.6V。 要理解电平偏移的重要性,先要考虑仪表放大器工作的通常条件。图7示出了AD623的一个典型应用,仪表放大器放大的信号来自一个J型热电偶,仪表放大器连同A/D转换器共同由+5V单电源供电。此应用中。所测温度范围从－200～+200℃,相应的热电偶的电压范围为－7.890～10.777mV。 |
如通常一样,热电偶的一端接地,使偏置电流流入仪表放大器。因此,同相、反相输入电压中间的共模电压非常接近地电平。实际上,从热电偶而来的电压开始变负时,有效共模电压也变负。
在传统的三运放仪表放大器中,当热电偶电压开始大于零时,输入级的电压扩展效果会导致输入级的一个运放的输出电压变为地。图6的电平偏置结构通过有效的在共模电压上加0.6V,避免了这个问题,从而对地有更多的摆动范围,并且使A1和A2满幅度运放的输出电压处于线性区域,即使输入电压和共模电压低于地电平。输入电压可以负到150mV,这由编程增益和共模电压控制。
在此例中,仪表放大器的设置增益为91.9（RG=1.1kΩ）,基准脚的电压设为2V,只要热电偶电压处在温度为－200～+200℃间变化,仪表放大器的输出电压范围就为1.274～2.990V（对地）,这个电压摆动范围很适合A/D转换器的输入电压范围（2V±1V）。
3.2.5 单电源二运放仪表放大器在低共模电压中的应用
加一个Vbe电压降使共模电压升高的方法可应用于二运放仪表放大器。图8是AD627的简图,它是一个集成二运放仪表放大器,运用特殊技术来获得整个频率范围内的高CMRR。必须指出,对于三运放仪表放大器而言,必须注意补偿内部节点电压,避免信号饱和,这在单电源应用中格外严格。一般说来,最大增益由输出有效信号的范围决定（反相通道大于50mV,同相通道为100mV以内）。而在输入共模电压接近或等于零的单电源应用中,编程增益有一定限制。当输入、输出和基准引脚（REF）的电压范围由技术说明所规定时,这些引脚的电压范围是互相影响的。在图8中,由含有共模分量Vcm的差模电压Vdiff驱动,运放A1输出端电压是Vdiff、Vcm、Vref引脚电压和编程增益的函数：
VA1=1.25（Vcm +0.5V）- 0.25Vref -Vdiff（25kΩ/RG－0.625）
也可用-IN和+IN（V－和V+）脚上的实际电压来表示：
VA1=1.25（V－+0.5V）- 0.25Vref -（V＋ -V－）25kΩ/RG
A1的输出电压在反相通道为50mV以内,同相通道为200mV以内摆动,上述等式可用以验证A1的电压是否在此范围内。从以上任何一个等式可以看到,当Vref作为AD627的输出(A2)正偏置增加时,A1的输出电压会减小。此外,增加输入共模电压会增加A1的输出电压。在共模电压较低的单电源应用中,差模输入电压或REF上的电压太高会使A1的输出变为地电平。输入电压有效上偏0.5V（如T1和T2的Vbe）可以增加一些摆动范围。
表1给出AD627在不同单电源输入条件下的最大增益值,输出摆幅是根据REF脚上的电压得到的,REF上的电压已经被设置为2V或1V,以使增益和输出摆动范围最大。注意在很多情况下,使单电源电压值大于5V毫无好处（输入范围为0V至1V时除外）。
表1 AD627低共模单电源应用的最大增益
|
Vin |
REF Pin |
Supply Voltage |
Resulting max Gain |
RG |
Output Swing |
|
+/- 100mV,Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
12.0 |
28.7kΩ |
0.8 to 3.2V |
|
+/- 50mV,Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
23.7 |
10.7kΩ |
0.8 to 3.2V |
|
+/- 10mV,Vcm=0V |
2V |
+5 to +15V |
119.9 |
1.74kΩ |
0.8 to 3.2V |
|
V- = 0V,V+= 0 to 1V |
1V |
+10 to +15V |
7.5 |
78.7kΩ |
1 to 8.5V |
|
V- =0V,V+=0 to 100mV |
1V |
+5 to +15V |
31 |
7.87kΩ |
1 to 4.1V |
|
V- =0V,V+= 0 to 10mV |
1V |
+5 to +15V |
259.1 |
787kΩ |
1 to 3.6V |